Cómo determinar con precisión la posición angular del motor y la velocidad con un resolver

Por Bonnie Baker

Colaboración de Editores de Digi-Key de América del Norte

La supervisión y el control electrónico de sistemas mecánicos como motores industriales, servos, robótica y trenes de potencia vehicular son importantes para una mayor eficiencia, fiabilidad y seguridad. Sin embargo, el control efectivo requiere determinar la rotación angular y velocidad con alta precisión, lo cual es un desafío debido al entorno eléctricamente ruidoso e irregular. La solución se encuentra en un resolver compatible con un convertidor de resolver a digital (R/D) preciso y amplificadores operacionales.

Este artículo aborda brevemente los problemas asociados con el logro de la medición y el control precisos del eje y por qué el resolver es una buena opción para muchas aplicaciones. Luego, mostrará cómo la combinación de un resolver, un convertidor R/D como el AD2S1210 de Analog Devices y los circuitos de filtro y amplificador apropiados pueden crear una alta precisión, una posición robusta y un sistema de control y medición de velocidad.

Construcción de un resolver

El resolver es un dispositivo electromecánico que convierte el movimiento mecánico en una señal electrónica analógica. Es esencialmente un transformador rotativo con una salida de voltaje de CA que sigue la posición angular del eje. Los dos elementos del resolver son un solo rotor bobinado que gira dentro del estátor fijo. El bobinado primario del resolver reside en el estátor y el bobinado secundario reside en el rotor (Figura 1).

Diagrama de resolver de reluctancia variable

Figura 1: Un resolver de reluctancia variable tiene dos terminales de entrada (R1, R2), dos terminales de salida de seno (S1, S3) y dos terminales de salida de coseno (S2, S4). (Fuente de la imagen: Analog Devices)

La mayoría de los voltajes del resolver están especificados entre 2 voltios RMS y 40 voltios RMS, con frecuencias de 50 hertz (Hz) a 20 kilohertz (kHz). La relación de transformación entre la amplitud de la señal del devanado primario y secundario está entre 0.2 voltios/voltio (V/V) y 1 V/V. En general, un resolver de alto rendimiento requiere altos voltajes de entrada, que a su vez requieren una electrónica de mayor potencia para cumplir con un rango de salida alto y condiciones de velocidad de respuesta más rápidas. Las precisiones angulares varían de 5 minutos de arco a 0.5 minutos de arco, donde hay 60 minutos de arco en un grado y 60 segundos de arco en un minuto de arco.

En la Figura 1, la excitación del voltaje de referencia de CA (VR = E0SIN(wt)) para el devanado del rotor está entre R1 y R2. La magnitud del voltaje inducido en cualquier devanado del estátor es proporcional al seno del ángulo θ, entre el eje de la bobina del rotor y el eje de la bobina del estátor. Con un voltaje de referencia CA del rotor de E0 sinωt, los voltajes de salida del terminal del estátor son:

R1 – R2 = E0 sinωt                                                                                Eq. 1

S3 – S1 = T x E0 sinωt x sin θ                                                               Eq. 2

S2 – S4 = T x E0 sinωt x sin(θ + 90°) = T x E0 sinωt x cosθ               Eq. 3

Las dos señales de salida del estátor son el ángulo del eje modulado por el seno y el coseno. Una representación gráfica de la señal sinusoidal de excitación, con una amplitud máxima de 90° y 270° y las señales de salida de seno y coseno con una amplitud máxima de 0° y 180° (Figura 2).

Gráfico de la entrada eléctrica del resolver (R1 – R2) y señales de salida

Figura 2: Entradas eléctricas del resolver (R1 – R2) y señales de salida. Las dos señales de salida del estátor son el ángulo del eje modulado por el seno y el coseno. (Fuente de la imagen: Analog Devices)

Un circuito R/D completo de alto rendimiento mide con precisión la posición angular y la velocidad en aplicaciones de aviónica, automotriz e industriales críticas que requieren alta confiabilidad en un amplio rango de temperatura (Figura 3).

Diagrama de circuito R/D de alto rendimiento

Figura 3: Un circuito R/D de alto rendimiento, con terminales de salida diferencial (EXC:/EXC) y terminales de entrada sinusoidal y coseno diferencial (SIN: SINLO, COS: COSLO). Tenga en cuenta que EXC es igual a EXE en la Figura 5. (Fuente de la imagen: Analog Devices)

En la Figura 3, el circuito R/D tiene un circuito de impulsor de rotor de resolver con dos modos de operación: baja potencia y alto rendimiento. En el estado de baja potencia, el sistema de suministro de más de 6 voltios funciona mientras consume menos de 100 miliamperios (mA). Todo el sistema suministra 3.2 voltios RMS (9.2 voltios pp) al resolver. El sistema en el estado de alto rendimiento funciona con una fuente de alimentación de más de 12 voltios, lo que proporciona al resolver 6.4 voltios RMS (18 voltios pp).

Los filtros activos de 3.er orden en la salida del circuito R/D a las salidas del rotor y estátor del resolver y a las salidas del circuito SIN/COS minimizan los efectos del ruido de cuantificación del sistema. La velocidad de seguimiento máxima del circuito R/D es de 3125 revoluciones por segundo (RPS) en modo de 10 bits, donde la resolución es igual a 21 minutos de arco. En el modo de 16 bits, la velocidad de pista máxima del circuito R/D es de 156.25 RPS, lo que da una resolución de 19.8 segundos de arco.

Consideraciones de diseño de la cadena de señal

El circuito R/D AD2S1210WDSTZRL7 de Analog Devices tiene un convertidor digital a analógico (DAC) programable de 10, 12, 14 o 16 bits y un convertidor analógico a digital (ADC) de 10, 12, 14 o 16 bits, dos filtros de 3.er orden de paso bajo y un resolver. El primer filtro de 3.er orden está en la salida del convertidor R/D en los terminales del rotor del resolver de R1 y R2. El segundo filtro de paso bajo de 3.er orden recoge la señal sinusoidal del estátor de resolver a S1 y S3 y la señal de coseno en S2 y S4. En general, el sistema requiere amplio ancho de banda, suficiente capacidad de unidad de salida y una opción para cambiar entre las configuraciones de bajo consumo y alto rendimiento.

En este circuito, el DAC interno del circuito R/D genera una señal de excitación sinusoidal de 10, 12, 14 o 16 bits con un pico a pico de 3.6 voltios, con un rango de 3.2 a 4.0 voltios.

En la salida de la AD2S1210, hay un filtro de 3.er orden de paso bajo que comprende un amplificador operacional de Analog Devices AD8692ARMZ-REEL con salida de riel a riel y un amplificador de corriente de Analog Devices AD8397ARDZ-REEL7 de salida alta riel a riel.

Con una fuente de alimentación de más de 5 voltios, el rango de salida del AD8692 doble, de bajo ruido y el amplificador operacional de semiconductores de metal - óxido complementario (CMOS) es de 0.29 a 4.6 voltios. Las resistencias y los condensadores que rodean este amplificador implementan dos de los tres polos de filtro Butterworth. El amplificador de corriente de salida alta AD8397 se adapta cuando se implementa el modo de baja potencia con una etapa de ganancia conmutable y una capacidad de voltaje de suministro superior, así como el tercer polo del filtro de paso bajo, en comparación con el modo de alto rendimiento. Con una fuente de alimentación de más de 6 voltios al AD8397, el rango de salida es de 0.18 a 5.87 voltios. Con un voltaje de suministro de más de 12 voltios, el rango de voltaje de salida es de 0.35 a 11.7 voltios.

En el lado de la salida del estátor, un amplificador operacional cuádruple AD8694ARUZ-REEL de Analog Services, de riel a riel, CMOS de bajo ruido se conecta a los pines SIN (S1 y S3) y COS (S2 y S4) del resolver. El AD8694, que está en la misma familia que el AD8692 doble, tiene un rango de voltaje de salida de 0.37 a 4.6 voltios con una fuente de alimentación de más de 5 voltios. Las entradas diferenciales del convertidor AD2S1210 R/D (SIN, SOLO, COS, COSLO) tienen un rango de señal pico a pico para las señales sinusoidales y coseno del resolver de típicamente 3.15 voltios, con un rango de 2.3 a 4.0 voltios.

Idealmente, en este sistema, el rango de desplazamiento de fase de la cadena de señal total es n × 180° − 44° ≤ φ ≤ n × 180° + 44°, donde n es un número entero.

Detalles del circuito R/D

Las consideraciones de diseño de la cadena de señal incluyen la amplitud y la frecuencia, así como la estabilidad y el cambio de fase, mientras que el modelo de impedancia del devanado del rotor del resolver contiene elementos resistivos e inductivos.

El rango de la señal de excitación del circuito AD2S1210 R/D es de 2 kHz a 20 kHz, con incrementos de 250 Hz. La señal de excitación aplicada del rotor desde el AD8397 interactúa con un inductor no ideal y un componente resistivo. Un componente resistivo y reactivo típico es de 50 ohmios (Ω) a 200 Ω y de 0 Ω a 200 Ω. Los voltajes estándar de excitación del rotor pueden ser tan altos como 20 voltios pp (7.1 voltios RMS), por lo que es esencial considerar la potencia máxima y el consumo máximo de energía del controlador de resolución. Para acomodar esta interfaz, el AD8397 tiene una alta corriente de salida (310 mA pico en 32 Ω apagado ± suministros de 12 voltios), amplio rango de suministro (24 voltios), paquete de baja resistencia térmica (SOIC EP de 8 pines, θJA = 47.2 °C/vatio (W)) y voltaje de salida de riel a riel.

Circuitos de excitación de filtros de 3.er orden y controladores del resolver

El DAC interno de AD2S1210 genera las señales de salida de excitación (EXC), que producen ruido de cuantificación y distorsión (Figura 4).

Gráfico de la señal de salida de 10 kHz medida en el pin de salida de excitación (EXC) de AD2S1210.

Figura 4: Señal de salida de 10 kHz medida en el pin de salida de excitación (EXC) AD2S1210. (Fuente de la imagen: Analog Devices)

Si no se filtra, el ruido de salida de la Figura 4 en el pin de EXC de AD2S1210 se propagará a través del resolver y volverá a alimentarse en los pasadores SIN, SINLO, COS y COSLO de AD2S1210.

Además, se debe prestar mucha atención a los niveles de ganancia y señal en el circuito de excitación para que el controlador de salida AD8397 no se sature. El filtro de la señal de salida AD2S1210 y la etapa del amplificador de potencia se adaptan a los requisitos rigurosos de la etapa de entrada inductiva del resolver (Figura 5).

Esquema de controlador de excitación y circuito de filtro

Figura 5: Controlador de excitación y circuito de filtro entre los terminales de salida (EXC) del circuito R/D y el terminal de entrada R1. Tenga en cuenta que EXE es equivalente a EXC en la Figura 2. (Fuente de la imagen: Analog Devices)

En la Figura 4, la ganancia de CC del circuito de filtro AD8692 es -1 V/V. El conmutador SPST cuádruple ADG1612BRUZ-REEL de Analog Devices se cierra para crear la condición de modo de alto rendimiento con un VCC alto (≥ +12 V). Con S1 cerrado, la ganancia de la etapa del controlador AD8397 es de aproximadamente 2.5 V/V. La ganancia de 2.5 V/V puede crear una salida de 10 voltios pp desde una entrada EXE de 4.0 voltios pp. Para el modo de baja potencia, donde S1 está abierto, la ganancia es igual a 1.28 V/V. En esta configuración, una entrada EXE de 4.0 voltios pp produce una salida de 5.12 voltios pp.

La configuración del AD8692 es un filtro Butterworth de paso bajo de tercer orden y retroalimentación múltiple (MFB). Como regla general, el amplificador de ganancia de ancho de banda del producto (GBWP) es al menos veinte veces la frecuencia de corte del filtro activo de -3 decibelios (dB). La frecuencia de corte es de 88 kHz en la Figura 5, y el GBWP de AD8692 es de 10 MHz, que es 113 veces la frecuencia de corte. Normalmente, el cambio de fase de este circuito es de 180° ± 15°. En el circuito de la Figura 4, la frecuencia de corte de -3 dB del filtro es de 88 kHz; el cambio de fase es de -13° a 10 kHz.

El amplificador operacional AD8692 doble sirve como un filtro Butterworth activo de 3.er orden para reducir el ruido de la señal de accionamiento (Figura 6).

El gráfico de ruido que circula sobre la señal se reduce significativamente.

Figura 6: Después de que la señal de salida del convertidor R/D atraviesa el controlador de excitación y el filtro, el ruido que circula en la señal se reduce significativamente y está listo para la entrada del resolver en R1. (Fuente de la imagen: Analog Devices)

Los datos en la Figura 6 demuestran una reducción significativa en el ruido de cuantificación DAC interno del AD2S1210.

De manera similar, los circuitos receptores SIN (S1 y S3) y COS (S2 y S4) utilizan dos amplificadores operacionales AD8694 cuádruples como filtro de ruido activo.  El cambio de fase total entre el pin EXC AD2S1210 (CH1 amarillo) al pin de entrada SIN (CH2 azul) es aproximadamente 40°, que está por debajo del valor de diseño máximo de 44° (Figura 7).

Gráfico del cambio de fase de la señal causado por el controlador analógico

Figura 7: Hay un cambio de fase en la señal causado por el controlador analógico y el filtro en la entrada del resolver, el resolver y el filtro analógico al convertidor R/D. La captura de pantalla de indicador ilustra el cambio de fase entre los pines AD2S1210 EXC y SIN. (Fuente de la imagen: Analog Devices)

Rendimiento de sistema

El circuito de evaluación de este artículo utiliza la placa de circuito EVAL-CN0276-SDPZ de Analog Devices y la placa controladora de la plataforma del sistema EVAL-SDP-CB1Z de Analog Devices (Figura 8).

Diagrama del diagrama funcional de configuración de prueba

Figura 8: Diagrama funcional de la configuración de prueba correspondiente a las figuras 4, 6, 7, 10 y 11. (Fuente de la imagen: Analog Devices)

En la figura 8, los conectores de acoplamiento de 120 pines entre las dos placas permiten una configuración rápida y una evaluación del rendimiento del circuito.

EVAL-CN0276-SDPZ contiene el circuito completo y el EVAL-SDP-CB1Z (SDP-B), junto con el software de evaluación CN-0276, intercambia los datos del EVAL-CN0276-SDPZ (Figura 9).

Imagen de la placa de CI EVAL-CN0376-SDPZ de Analog Devices

Figura 9: La placa de CI EVAL-CN0276-SDPZ contiene el circuito completo para el convertidor R/D. (Fuente de la imagen: Analog Devices)

Con la medición de ruido general del sistema, una posición fija para el resolver, un Tamagawa TS2620N21E11, genera un histograma de código de salida. El histograma de códigos de salida del AD2S1210 para los modos de precisión angular de 10 y 16 bits muestra la combinación del DAC de transmisión y el ADC que recibe (Figuras 10 y 11). En este artículo, el resolver TS2620N21E11 tiene un cambio de fase de 0° y una relación de transformación de 0.5. Las cargas de salida sinusoidal (SIN) y coseno (COS) del resolver son iguales y son al menos veinte veces la impedancia de salida del resolver.

Gráfico de transmisión de EXE en un modo de precisión angular de 10 bits

Figura 10: EXE transmitiendo en un modo de precisión angular de 10 bits, recibiendo SIN/COS con una resolución ADC de 16 bits. (Fuente de la imagen: Analog Devices)

Gráfico de EXC que transmite el modo de precisión angular de 16 bits.

Figura 11: EXC transmitiendo el modo de precisión angular de 16 bits, recibiendo SIN/COS con una resolución ADC de 16 bits. (Fuente de la imagen: Analog Devices)

En la Figura 10 y la Figura 11, VCC equivale a 12 voltios, lo que coloca los 16 bits completos del convertidor R/D en modo de alto rendimiento.

Conclusión

La combinación de resolvers y un convertidor R/D como el AD2S1210 de Analog Devices crea un sistema robusto de control de velocidad y posición de alta precisión para aplicaciones de control de motores ambientalmente hostiles.

Para ofrecer el mejor rendimiento general, el AD8694 y el AD8397 se combinan para crear circuitos de búfer/filtro que amplifican las señales de excitación y brindan el impulso adecuado al resolver, así como el filtrado y la retroalimentación de señales secundarias. Con la resolución variable, la generación de referencia y los diagnósticos en el chip del AD2S1210, el convertidor R/D ofrece una solución ideal para aplicaciones de resolución.

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Acerca de este autor

Bonnie Baker

Bonnie Baker es un colaborador de Digi-Key. Su paso por Burr-Brown, Microchip y Texas Instruments le ha permitido involucrarse en el diseño analógico y los sistemas analógicos durante los últimos 30 años. Bonnie tiene un Máster en Ingeniería eléctrica de la University of Arizona (Tucson, AZ) y un título de grado en educación musical de Northern Arizona University (Flagstaff, AZ). Además de su interés en el diseño analógico, a Bonnie le encanta compartir su conocimiento y experiencia en los más de 450 artículos, notas de diseño y notas de aplicación que ha publicado.

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