Reducir la distorsión y el ruido LED para lograr una pulsioximetría precisa

Por Bonnie Baker

Colaboración de Editores de Digi-Key de América del Norte

La pulsioximetría es un método no invasivo para medir la saturación de oxígeno en la sangre y la frecuencia del pulso en pacientes hospitalizados, en las consultas médicas generales, en la atención neonatal y en el monitoreo de la salud en el hogar. En todos estos usos, la precisión es fundamental, pero a menudo difícil de alcanzar debido al ruido y la distorsión excesivos en la señal LED.

Los LED infrarrojos y rojos que se utilizan para la pulsioximetría generalmente resplandecen a través de una parte translúcida del cuerpo del sujeto, por lo general el dedo, el lóbulo de la oreja o, en el caso de los bebés, a menudo los pies. La luz pasa a un fotodiodo que captura la intensidad de la luz emergente y otras características.

Imagen de un pulsioxímetro Zacurate portátil

Figura 1: El paciente coloca un dedo dentro de este pulsioxímetro portátil para obtener una indicación clara de la frecuencia cardíaca y el nivel de oxígeno en el pulso. (Fuente de la imagen: Zacurate)

La saturación de oxígeno en la sangre se calcula utilizando la relación entre la oxihemoglobina (HbO2) y desoxihemoglobina (Hb). Para medir la frecuencia del pulso, el sistema recopila varias muestras de la forma de onda de la sangre pulsante. Para medir con precisión estos dos parámetros, la señal del LED debe tener bajo ruido y baja distorsión.

Este artículo analiza los componentes electrónicos de un pulsioxímetro normal antes de presentar las soluciones de control LED adecuadas y su uso para diseñar un circuito de control LED de bajo ruido y baja distorsión.

Electrónica del pulsioxímetro

Los componentes electrónicos principales de un pulsioxímetro son el circuito de transmisión LED y el sistema de fotodetección. La configuración electrónica de un pulsioxímetro tradicional tiene un par de ledes adherido a la parte superior del guante del dedo y fotodetectores en la parte inferior (Figura 2).

Diagrama de un pulsioxímetro

Figura 2: Para obtener mediciones precisas utilizando un pulsioxímetro, se requieren señales de bajo ruido y baja distorsión de la electrónica de control roja (HbO2) e IR (infrarrojo) (Hb). (Fuente de la imagen: Bonnie Baker)

En la Figura 2, los elementos en los dos circuitos de controladores LED son un convertidor de digital a analógico (DAC) con un circuito de controladores LED amplificador posterior. Los ledes rojos e IR (infrarrojo) envían señales pulsadas alternativamente de un nivel de alta corriente hacia un nivel de baja corriente y, de esta forma, crean dos señales moduladas por ancho del pulso que recorren el dedo. La sincronización de las señales de control de estos dos LED está desfasada para que el fotodetector que recibe las señales pueda separarlas. El tiempo que estos impulsos de corriente están a un nivel alto está por lo general en el rango de varios cientos de microsegundos.

Las longitudes de onda máximas de los ledes rojos e infrarrojos son 660 nm (HbO2) y 940 nm (Hb), respectivamente. Se utilizan diferentes longitudes de onda, ya que la HbO2 y la Hb tienen diferentes respuestas espectrales. Un cálculo de la relación entre estos dos valores proporciona un estimativo del porcentaje del contenido del oxígeno en la sangre (SpO2).

Los componentes del circuito de transimpedancia o fotodiodo I-V son un amplificador operacional, un filtro de entalla análogo y un amplificador de ganancia. El amplificador de ganancia está seguido de un convertidor de analógico a digital (ADC) que le proporciona una salida digital al chip DSP (procesador de señal digital).

Circuito de controladores LED

El trayecto de la señal del circuito del pulsioxímetro comienza con el controlador LED. La cadena de control LED de una sola fuente tiene una referencia de voltaje (U1), un DAC (U3), un búfer de salida del DAC (U4) y una fuente de corriente con transistor (Q1) (Figura 3).

Diagrama de un controlador LED simplificado para un sistema de pulsioxímetro

Figura 3: Un controlador LED simplificado para un sistema de pulsioxímetro con el fotodiodo receptor (a la derecha). (Fuente de la imagen: Bonnie Baker utilizando el material modificado de Analog Devices)

La referencia de voltaje (U1) corresponde al DAC de 16 bits y define el valor de voltaje de la salida analógica, según la Ecuación 1.

Ecuación 1

Donde D = registro del DAC, la palabra de datos decimal y N = el número de bits del DAC.

Por ejemplo, si U1 es la serie ADR4525BRZ-R7 de Analog Devices’ con referencia de voltaje de 2.5 voltios, y U3 es el DAC serial de 16 bit AD5542AACPZ-REEL7 de Analog Devices, la Ecuación 1 se convierte en lo siguiente:

Ecuación 1a

El voltaje del DAC a escala media es de 1.25 voltios, y el tamaño de bit menos significativo (LSB) es de VREF/(2N) = 2.5/65,536 = 38.1 microvoltios (µV).

ADR4525 está diseñado para ser una referencia de temperatura estable, de alta precisión y bajo ruido (1.25 milivoltios (mV) p-p, 0.1 Hz a 10 Hz). El bajo coeficiente de temperatura de voltaje de salida del dispositivo (un máximo de 2 ppm/°C) y la baja desviación de voltaje de salida a largo plazo (25 ppm en 1000 horas a 60 ˚C) garantiza la precisión del sistema a lo largo del tiempo y variaciones de temperatura. El error de temperatura ambiente inicial de ADR4525B es de un máximo de ±0.02 %.

Análisis del ruido del controlador LED

En el análisis del ruido del circuito de controladores LED, el DAC de 16 bits guía la selección de los demás dispositivos. Es decir, si la resolución del DAC es de 12 bits, el tamaño del LSB es 601.35 mV, lo que atenúa los requisitos de ruido de las referencias de voltaje y los amplificadores operacionales.

Sin embargo, en el circuito de controladores LED, el ruido de CC cercano y la no linealidad sí afectan los niveles de brillo de los LED. Las fuentes de producción de ruido cercano son las siguientes:

  • La no linealidad integral y diferencial del DAC
  • El ruido 1/f de la referencia de voltaje y el ruido 1/f del amplificador
  • La distorsión del modo común del amplificador

Estas fuentes de ruido merecen atención especial.

No linealidad integral y diferencial del DAC: El error de no linealidad diferencial (DNL) es la diferencia entre el tamaño del salto real y el valor ideal de 1 LSB. El error DNL de menos de –1 LSB puede causar la pérdida de códigos. El DAC de 16 bits AD5542A tiene un error diferencial que está dentro de aproximadamente ±0.4 LSB (Figura 4).

Gráfico de la no linealidad diferencial del DAC de 16 bits AD5542A de Analog Devices frente al código

Figura 4: La no linealidad diferencial del DAC de 16 bits AD5542A frente al código muestra un error diferencial que está dentro de aproximadamente  ± 0.4LSB. (Fuente de la imagen: Analog Devices).

El error de no linealidad integral (INL) es la desviación máxima de un voltaje de salida del voltaje de salida correspondiente de la curva de transferencia ideal, donde los errores de compensación y ganancia son nulos. El AD5542A tiene un error de INL que está dentro de aproximadamente -0.6 LSB a 0.25 LSB (Figura 5).

Gráfico de la no linealidad integral de AD5542A de Analog Devices frente al código

Figura 5: Un gráfico de la no linealidad integral de AD5542A frente al código muestra que el error de no linealidad integral está dentro de aproximadamente -0.6 a +0.25 LSB. (Fuente de la imagen: Analog Devices)

De los gráficos de no linealidad de las figuras 4 y 5, el ruido análogo máximo puede ser un tercio del peor caso de no linealidad, o 0.6 LSB, que es igual a lo siguiente:

Ecuación 2

Ruido de amplificador y referencia de voltaje 1/f: El rango de frecuencia del ruido 1/f es igual a 0.1 Hz a 10 Hz. La referencia de voltaje (U1) y el búfer de referencia (U2) afectan directamente al DAC (U3). Es adecuado usar un cálculo de la raíz de la suma de los cuadrados (RSS) al combinar la contribución de ruido 1/f de U1 y U2 (Ecuación 3).

Ecuación 3

Si U1 es el voltaje de referencia de 2.5 voltios de la serie ADR4525 d, el ruido 1/f es de 1.25 mVP-P. Además, U2 y U4 son cada uno una mitad de los amplificadores operacionales de ADA4500-2 de Analog Devices de 10 MHz, 14.5 nV/√Hz, de E/S riel a riel, con distorsión de cruce por cero de entrada. Para ADA4500-2, el ruido 1/f es de 2 mVP-P.

Utilizando la Ecuación 3, el ruido 1/f total que ingresa en el pin REFF del DAC es el siguiente:

Ecuación 3a

El ruido para la referencia de voltaje (U1) y el amplificador de búfer (U2) es notablemente menor que en el tamaño del LSB del DAC.

La distorsión de modo común del amplificador: La oscilación de entrada y salida del amplificador operacional de búfer del DAC U4 se desplaza de riel a riel. Un amplificador de entrada de riel a riel alcanza la oscilación de entrada de riel a riel utilizando dos pares diferenciales. En el rango de modo común bajo, el par diferencial inferior está activo y en el extremo alto, el otro par está activo. Cada par diferencial tiene su propio voltaje de compensación. Este par diferencial dual complementario tradicional presenta distorsión de cruce (Figura 6). De manera similar, el cambio en el voltaje de compensación del amplificador causa no linealidad como búfer del DAC (Figura 7).

El gráfico de voltaje de compensación crea distorsión en el rango de voltaje de entrada de modo común

Figura 6: Con dos pares diferenciales de entrada, el voltaje de compensación crea distorsión en el rango de voltaje de entrada de modo común. (Fuente de la imagen: Bonnie Baker)

Gráfico de la no linealidad del DAC con un amplificador de búfer de salida.

Figura 7: No linealidad del DAC con un amplificador de búfer de salida que tiene dos estructuras de entrada diferenciales. (Fuente de la imagen: Analog Devices)

La Figura 7 muestra la no linealidad del amplificador operacional. Cuando aumenta el voltaje de modo común, el par diferencial activo cambia del par de tipo P al par de tipo N, lo que provoca una distorsión de cruce. La distorsión de cruce provoca un error de oscilación de +4 LSB a −15 LSB.

Sin embargo, ADA4500-2 no es un amplificador tradicional en el sentido de que usa solo un par de entrada diferencial para lograr la oscilación de entrada de riel a riel para que no haya distorsión de cruce. Esto lo logra utilizando una bomba de carga de voltaje positivo en la estructura de entrada para lograr la oscilación de entrada de riel a riel completa.

La otra ventaja en este caso es que el amplificador de búfer del DAC (U4) se puede formar utilizando la segunda mitad del amplificador operacional dual de ADA4500-2. Como se analizó anteriormente, la primera mitad se utiliza para el U2, el amplificador de búfer de la referencia de voltaje.

La impedancia de salida del DAC (U3) es constante (generalmente 6.25 kΩ) e independiente del código. El búfer de salida (U4) requiere de una corriente de polarización de entrada baja e impedancia de entrada alta para minimizar los errores. Estos requisitos hacen que ADA5400-2 sea una buena opción, ya que tiene una corriente de polarización de entrada de 2 picoamperios (pA) a temperatura ambiente, una impedancia de entrada alta y una corriente de polarización de entrada máxima de 190 pA en un rango de temperatura de -40 ˚C a 125 ˚C.

Mediciones del ruido

El ruido objetivo para este sistema de control LED completo es menos de 15 mVP-P. La contribución de ruido, a partir de las especificaciones de la hoja de datos, de los componentes seleccionados es la siguiente:

  • U3: DAC AD5542A:
    • DAC de 16 bits
    • 0.134 μVP-P
  • U1: Referencia de voltaje ADR4525:
    • Referencia de salida de 2.5 voltios
    • 1.25 μVP-P
  • U2: Amplificador ADA4500-2 (búfer de referencia):
    • Distorsión de cruce por cero de modo común
    • 2 μVP-P
  • U4: Amplificador ADA4500-2 (búfer del DAC): 2 μVP-P
    • Distorsión de cruce por cero de modo común
    • 2 μVP-P

El ruido mediante RSS en la hoja de datos de los componentes U1 a U4 es 3.1 mVP-P.

La medición del ruido real de este circuito se realiza utilizando una caja de medición del ruido con una ganancia de 10,000 V/V combinada con un filtro de 0.1 Hz a 10 Hz (Figura 8).

Diagrama de la configuración de prueba para medir el ruido de 0.1 Hz a 10 Hz con una ganancia de 10 000

Figura 8: Configuración de prueba para medir el ruido de 0.1 Hz a 10 Hz con una ganancia de 10 000. (Fuente de la imagen: Analog Devices)

El kit de evaluación EVAL-CN0370_PMDZ de Analog Devices genera los datos de medición para el circuito (originalmente se mostraban en la Figura 3). Al acortar la entrada diferencial, la salida de ruido de la caja y el ruido cuando el circuito está conectado es 7.81 mVP-P (Figura 9) y 9.6 mVP-P (Figura 10), respectivamente.

Gráfico del ruido de salida con relación entrada/ruido

Figura 9: El ruido de salida con la caja de medición de relación entrada/ruido acortada mide 78.1 mVP-P (o 7.81 μVP-P, con referencia a la entrada). (Fuente de la imagen: Analog Devices).

Gráfico del sonido de salida con EVAL-CN0370-PMDZ de Analog Devices conectado

Figura 10: El ruido de salida con EVAL-CN0370-PMDZ de Analog Devices conectado mide 96 mVP-P (o 9.6 μVP-P con referencia a la entrada). (Fuente de la imagen: Analog Devices)

El ruido sin correlación de los dos sistemas se combina con la fórmula de RSS y proporciona lo siguiente:

Ecuación 4

La corriente de ruido que controla el LED es igual a 5.58 mVP-P dividido por 124 Ω o 45 nAP-P.

Imagen de la placa de evaluación del circuito EVAL-CN0370-PMDZ de Analog Devices

Figura 11: La placa de evaluación del circuito EVAL-CN0370-PMDZ es un controlador de la fuente de corriente LED, de bajo ruido, de fuente única completa que se controla por un DAC de 16 bits en un factor de forma PMOD. (Fuente de la imagen: Analog Devices)

Conclusión

Se utilizan ledes rojos e infrarrojos en los pulsioxímetros para medir de manera no invasiva la saturación de oxígeno en sangre y la frecuencia de pulso. Su función es iluminar el dedo del paciente lo suficiente como para medir la relación de HbO2 y Hb, según la energía que se recibe en el fotodiodo.

El desafío para el diseñador del sistema es garantizar que el LED se controle por una corriente con bajo ruido y baja distorsión. Tal como se muestra, se alcanza este desafío con la combinación de un DAC de 16 bits, dispositivos de bajo sonido en las regiones de 1/f, y un amplificador de control LED de riel a riel con distorsión de cruce por cero.

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Acerca de este autor

Bonnie Baker

Bonnie Baker es un colaborador de Digi-Key. Su paso por Burr-Brown, Microchip y Texas Instruments le ha permitido involucrarse en el diseño analógico y los sistemas analógicos durante los últimos 30 años. Bonnie tiene un Máster en Ingeniería eléctrica de la University of Arizona (Tucson, AZ) y un título de grado en educación musical de Northern Arizona University (Flagstaff, AZ). Además de su interés en el diseño analógico, a Bonnie le encanta compartir su conocimiento y experiencia en los más de 450 artículos, notas de diseño y notas de aplicación que ha publicado.

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